問題：

在高降壓比下實現(xiàn)緊湊設計的方法有哪些？

答案：

本文將闡述為何非隔離式DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器（在本文中簡稱為降壓轉(zhuǎn)換器）在高輸出電流下將高DC輸入電壓轉(zhuǎn)換為很低的輸出電壓時會面臨嚴峻挑戰(zhàn)。本文將介紹可以實現(xiàn)高降壓比，同時保持小尺寸的三種不同方法。

簡介

系統(tǒng)設計人員可能會面臨以下挑戰(zhàn)：在高輸出電流下將高DC輸入電壓下變頻為極低輸出電壓（例如在3.5 A時從60 V降至3.3 V），同時保持系統(tǒng)的高效率、小尺寸并實現(xiàn)簡單設計。

將高輸入-輸出電壓差值與高電流結(jié)合使用，會因為功耗過高自動將線性穩(wěn)壓器排除在外。因此，設計人員必須在這些條件下選擇開關(guān)拓撲。但是，即使使用這種拓撲，對于空間有限的應用要實現(xiàn)足夠緊湊的設計仍然相當困難。

DC-DC降壓轉(zhuǎn)換器面臨的挑戰(zhàn)

要實現(xiàn)高降壓比，一種方案是使用降壓轉(zhuǎn)換器，因為它是將輸入電壓高效降至更低的輸出電壓（例如，V_IN = 12 V降至V_OUT = 3.3 V）、仍然具有大量電流，且保持小尺寸的一種拓撲選項。但是，在某些情況下，降壓轉(zhuǎn)換器要保持輸出電壓穩(wěn)定，會面臨嚴峻的挑戰(zhàn)。為了理解這些挑戰(zhàn)，我們需要記住，在連續(xù)導通模式(CCM)下工作的降壓轉(zhuǎn)換器的占空比(D)可簡化為：

占空比和開關(guān)頻率(f_SW)的關(guān)系如下所示，其中導通時間(t_ON)是指在每次開關(guān)期間(T)，控制FET保持開啟的時長：

結(jié)合公式1和公式2可以看出，t_ON如何受降壓比和f_SW的影響：

從公式3可以看出，當輸入-輸出電壓比(V_IN/V_OUT)和/或f_SW增大時，導通時間會降低。這意味著降壓轉(zhuǎn)換器必須能夠以很低的導通時間運行，以便在高V_IN/V_OUT比率下調(diào)節(jié)CCM中的輸出電壓，而在高f_SW下這會更難實現(xiàn)。

我們假設在一個應用中，V_IN(MAX) = 60 V，V_OUT = 3.3 V，I_OUT(MAX) = 3.5 A。在必要時，我們需要使用LT8641數(shù)據(jù)手冊中的數(shù)值，因為在之后的章節(jié)中，我們將提供采用LT8641的解決方案。所需的最小導通時間(t_ON(MIN))對應最高輸入電壓(V_IN(MAX))。為了評估這個t_ON(MIN)，建議提高公式3的準確度。通過包含降壓轉(zhuǎn)換器的兩個功率MOSFET的壓降V_SW(BOT)和V_SW(TOP)，并用V_IN(MAX)替代V_IN，我們得出：

通過在公式4中使用V_IN(MAX)、f_SW = 1 MHz，我們得出t_ON(MIN)為61 ns。為了計算V_SW(BOT)和V_SW(TOP)，我們使用了LT8641數(shù)據(jù)手冊中提供的R_DS(ON)(BOT)和R_DS(ON)(TOP)值，且已知V_SW(BOT) = R_DS(ON)(BOT) × I_OUT(MAX)，V_SW(TOP) = R_DS(ON)(TOP) × I_OUT(MAX)。

從上述公式可得到61 ns的數(shù)值，這樣短的時間數(shù)值，降壓轉(zhuǎn)換器很難保證t_ON(MIN)；所以，系統(tǒng)設計人員不得不尋找可替代的拓撲。目前提供三種可實現(xiàn)高降壓比的可行解決方案。

三種緊湊型解決方案，V_IN(MAX) = 60 V，V_OUT = 3.3 V，I_OUT(MAX) = 3.5 A

解決方案1：使用LT3748非光耦反激式變壓器

第一種選擇是使用隔離拓撲，變壓器具有N:1匝數(shù)比，負責執(zhí)行大部分下變頻。為此，ADI公司提供反激式控制器，例如LT3748，該控制器不需要第三個變壓器繞組或光隔離器，使設計更簡單，更緊湊。圖1顯示適用于這種情況的LT3748解決方案。

盡管與標準反激式設計相比，LT3748解決方案簡化了設計并節(jié)省了空間，但仍然需要使用變壓器。對于無需隔離輸入端和輸出端的應用，最好是避免使用該組件，相比非隔離解決方案，該組件會增加設計復雜性和增大尺寸。

解決方案2：使用LTM8073和LTM4624 µModule器件

作為一種替代方案，設計人員可以通過兩個步驟進行下變頻。要實現(xiàn)更少的組件數(shù)量（僅為10個），可以使用2個µModule^®器件和8個外部組件，如圖2所示。此外，這兩款µModule器件已集成各自的功率電感，為系統(tǒng)工程師免除了一項困難的設計任務。LTM8073和LTM4624均采用BGA封裝，尺寸分別為9 mm × 6.25 mm × 3.32 mm和6.25 mm × 6.25 mm × 5.01 mm (L × W × H)，可提供小尺寸解決方案。

由于在這些條件下LTM4624展現(xiàn)的效率為89%，LTM8073最多為LTM4624的輸入端提供1.1 A。由于LTM8073可以提供高達3 A輸出電流，因此可用來為其他電源軌供電。為此，在圖2中，我們選擇12 V作為中間電壓(V_INT)。

盡管應避免使用變壓器，但有些設計人員可能不愿使用需要兩個獨立的降壓轉(zhuǎn)換器的解決方案，尤其是無需采用中間電壓為其他電源軌供電的情況下。

解決方案3：使用LT8641降壓轉(zhuǎn)換器

所以，在許多情況下，使用單個降壓轉(zhuǎn)換器成為首選，因為它是比較理想的解決方案，具有系統(tǒng)效率高、小尺寸和設計簡單的特點。但是，我們前面不是展示降壓轉(zhuǎn)換器無法應對高V_IN/V_OUT和高f_SW嗎？

這個說法可能適用于大部分降壓轉(zhuǎn)換器，但并非全部。ADI產(chǎn)品系列中包含LT8641之類降壓轉(zhuǎn)換器，在整個工作溫度范圍內(nèi)，它具有較短的最低導通時間，一般為35 ns（最大50 ns）。這些規(guī)格都在之前計算得出的61 ns最小導通時間以下，為我們提供了第3種可行的緊湊型解決方案。圖3顯示LT8641電路有多么簡單。

還有一點值得注意，LT8641解決方案可能是3種解決方案中最高效的。事實上，如果與圖3相比必須進一步優(yōu)化效率，我們可以降低f_SW并選擇更大的電感尺寸。

盡管也可以通過解決方案2來降低f_SW，但集成功率電感后無法靈活提高效率，達到高于某個點的目標。此外，使用兩個連續(xù)下變頻級對效率的負面影響較小。

在使用解決方案1時，由于在邊界模式下運行，以及在非光學反饋設計中移除了所有組件，因此反激式設計的效率非常高。但是，效率不能完全優(yōu)化，因為可選的變壓器數(shù)量有限，而解決方案3則有廣泛的電感產(chǎn)品系列可供選擇。

圖1.采用LT3748的電路解決方案，將60 V輸入下變頻至3.3 V輸出。

圖2.采用LTM8073和LTM4624的電路解決方案，將60 V輸入下變頻至3.3 V輸出。

圖3.采用LT8641的電路解決方案，將60 V輸入下變頻至3.3 V輸出。

檢查LT8641是否滿足要求的另一種方法

在大多數(shù)應用中，公式4中唯一可調(diào)的參數(shù)是開關(guān)頻率。因此，我們重新變換公式4，以評估LT8641在給定條件下允許的最大f_SW。于是，我們得到公式5，LT8641數(shù)據(jù)手冊的第16頁也提供了這個公式。

我們在以下示例中使用此公式：V_IN = 48 V，V_OUT = 3.3 V，I_OUT(MAX) = 1.5 A，f_SW = 2 MHz。汽車和工業(yè)應用中經(jīng)常使用48 V輸入電壓。在公式5中代入這些條件后，我們得出：

因此，在給定的應用條件下，在f_SW高達2.12 MHz時，LT8641能夠安全運行，證實LT8641是適合此應用的一個不錯的選擇。

結(jié)論

本文提出了三種不同的方法，以在高降壓比下實現(xiàn)緊湊型設計。LT3748反激式解決方案不需要使用笨重的光隔離器，推薦用于需要隔離輸入端和輸出端的設計。第2種方法需要使用LTM8073和LTM4624 µModule器件，當設計人員為應用選擇最佳電感猶豫不決，以及/或何時必須提供額外的中間電源軌時，這種解決方案會非常有用。第3種方法基于LT8641降壓轉(zhuǎn)換器進行設計，如果只是要求實現(xiàn)陡電壓下變頻時，可提供緊湊且簡單的解決方案。